X- och Ku-bands radiodesign med liten formfaktor

Många flyg- och försvarselektroniksystem inom satcom-, radar- och EW/SIGINT-fälten har länge krävt tillgång till en del, eller alla, av X- och Ku-frekvensbanden. När dessa applikationer flyttas till mer bärbara plattformar som obemannade flygfarkoster (UAV) och handhållna radioapparater, är det avgörande att utveckla nya radiodesigner med liten formfaktor och låg effekt som fungerar i X- och Ku-banden, samtidigt som de fortfarande håller mycket höga nivåer av prestanda. Den här artikeln beskriver en ny högfrekvent IF-arkitektur som drastiskt minskar storleken, vikten, effekten och kostnaden för både mottagaren och sändaren utan att påverka systemspecifikationerna. Den resulterande plattformen är också mer modulär, flexibel och mjukvarudefinierad än befintliga radiodesigner. Inledning Under de senaste åren har det skett en ständigt ökande insats för att uppnå bredare bandbredder, högre prestanda och lägre effekt i RF-system, samtidigt som frekvensomfånget ökat och storleken minskat. Denna trend har varit en drivkraft för tekniska förbättringar, som har möjliggjort större integration av RF-komponenter än vad som har setts tidigare. Det finns många drivkrafter som driver denna trend. Satcom-system ser önskade datahastigheter upp till 4 Gbps för att stödja sändning och mottagning av terabyte av insamlad data per dag. Detta krav pressar system att arbeta i Ku- och Ka-bandet på grund av det faktum att bredare bandbredder och högre datahastigheter är lättare att uppnå vid dessa frekvenser. Detta krav innebär en högre täthet av kanaler och en bredare bandbredd per kanal. Ett annat område med ökande prestandakrav är inom EW och signalintelligens. Skanningshastigheterna för sådana system ökar, vilket driver behovet av system som har en snabbinställnings-PLL och bred bandbreddstäckning. Strävan mot lägre storlek, vikt och kraft (SWaP) och mer integrerade system härrör från önskan att använda handhållna enheter på fältet, samt öka kanaltätheten i stora system med fast plats. Utvecklingen av fasstyrda arrayer möjliggörs också genom ytterligare integration av RF-system i ett enda chip. Eftersom integration pressar transceivrar mindre och mindre, tillåter den varje antennelement sin egen transceiver, vilket i sin tur möjliggör övergången från analog strålformning till digital strålformning. Digital strålformning ger möjligheten att spåra flera strålar samtidigt från en enda array. Phased array-system har en myriad av applikationer, oavsett om det är för väderradar, EW-applikationer eller riktad kommunikation. I många av dessa applikationer är drivningen till högre frekvenser oundviklig, eftersom signalmiljön vid lägre frekvenser blir mer överbelastad. I den här artikeln behandlas dessa utmaningar med hjälp av en mycket integrerad arkitektur baserad på AD9371-transceivern som en IF-mottagare och -sändare, vilket möjliggör borttagning av ett helt IF-steg och dess tillhörande komponenter. Inkluderat är en jämförelse mellan traditionella system och denna föreslagna arkitektur, samt exempel på hur denna arkitektur kan implementeras genom en typisk designprocess. Närmare bestämt möjliggör användningen av en integrerad transceiver en del avancerad frekvensplanering som inte är tillgänglig i en standardtransceiver av superheterodynstil. Översikt över Superheterodyne-arkitekturen Superheterodyne-arkitekturen har varit den valda arkitekturen i många år på grund av den höga prestanda som kan uppnås. En superheterodyn mottagararkitektur består vanligtvis av ett eller två blandningssteg, som matas in i en analog-till-digital-omvandlare (ADC). En typisk superheterodyn transceiver-arkitektur kan ses i figur 1.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= 'Figur 1'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 1. Traditionella X- och Ku-bands superheterodyn tar emot och sänder signalkedjor. Det första omvandlingssteget uppkonverterar eller nedkonverterar de ingående RF-frekvenserna till ett spektrum utanför bandet. Frekvensen för den första IF (mellanfrekvensen) beror på frekvens- och sporplaneringen, såväl som mixerprestanda och tillgängliga filter för RF-fronten. Den första IF översätts sedan till en lägre frekvens som ADC:n kan digitalisera. Även om ADC:er har gjort imponerande framsteg i sin förmåga att bearbeta högre bandbredder, är deras övre gräns idag runt 2 GHz för optimal prestanda. Vid högre ingångsfrekvenser finns det avvägningar i prestanda vs. ingångsfrekvens som måste beaktas, samt det faktum att högre ingångshastigheter kräver högre klockfrekvenser, vilket driver upp effekten. Förutom blandarna finns det filter, förstärkare och stegdämpare. Filtreringen används för att avvisa oönskade signaler utanför bandet (OOB). Om de inte är markerade kan dessa signaler skapa falska signaler som faller ovanpå en önskad signal, vilket gör det svårt eller omöjligt att demodulera. Förstärkarna ställer in brussiffran och förstärkningen av systemet, ger tillräcklig känslighet för att ta emot små signaler, samtidigt som de inte ger så mycket att ADC:n övermättas. En ytterligare sak att notera är att denna arkitektur ofta kräver ytakustiska vågfilter (SAW) för att möta tuffa filtreringskrav för kantutjämning i ADC. Med SAW-filter kommer skarp roll-off för att möta dessa krav. Men betydande fördröjning såväl som rippel introduceras också. Ett exempel på en superheterodynmottagares frekvensplan för X-band visas i figur 2. I denna mottagare är det önskvärt att ta emot mellan 8 GHz och 12 GHz med en 200 MHz bandbredd. Det önskade spektrumet blandas med en avstämbar lokaloscillator (LO) för att generera en IF vid 5.4 GHz. 5.4 GHz IF blandas sedan med en 5 GHz LO för att producera den slutliga 400 MHz IF. Den slutliga IF sträcker sig från 300 MHz till 500 MHz, vilket är ett frekvensområde där många ADC:er kan prestera bra.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= 'Figur 2'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 2. Exempel på frekvensplan för en X-bandsmottagare. Mottagarens specifikationer – det som spelar roll Bortsett från den välkända förstärkningen, brussiffran och tredje ordningens spärrpunktsspecifikationer, inkluderar några typiska specifikationer som påverkar frekvensplaneringen för alla mottagararkitekturer bildavvisning, IF-avvisning, självgenererad falsk och LO-strålning. Bildsporrar – RF utanför bandet av intresse som blandas med LO för att generera ton i IF. IF-spurs—RF vid IF-frekvens som smyger sig igenom filtrering före mixern och dyker upp som en ton i IF. LO-strålning – RF från LO läcker ut till ingångskontakten på mottagarkedjan. LO-strålning ger ett sätt att detekteras, även i en endast mottagningsoperation (se figur 3).       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='Figur 3'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 3. LO-strålning läcker tillbaka genom fronten. Självgenererad falsk – sporre vid IF som är resultatet av blandning av klockor eller lokala oscillatorer i mottagaren. Specifikationer för avvisning av bilder gäller både det första och andra blandningssteget. I en typisk applikation för X- och Ku-band kan det första blandningssteget vara centrerat kring en hög IF i intervallet 5 GHz till 10 GHz. En hög IF är önskvärd här, på grund av att bilden faller på Ftune + 2 × IF, som visas i figur 4. Så ju högre IF, desto längre bort kommer bildbandet att falla. Detta bildband måste avvisas innan det träffar den första mixern, annars kommer energi utanför bandet i detta intervall att visa sig som falsk i den första IF. Detta är en av de främsta anledningarna till att två blandningssteg vanligtvis används. Om det fanns ett enda blandningssteg, med IF i hundratals MHz, skulle bildfrekvensen vara mycket svår att förkasta i fronten av mottagaren.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Figur 4'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 4. Bilder blandas in i IF. Ett bildband finns också för den andra mixern när den första IF konverteras ner till den andra IF. Eftersom den andra IF är lägre i frekvens (allt från några hundra MHz upp till 2 GHz), kan filtreringskraven för det första IF-filtret variera en hel del. För en typisk applikation där den andra IF är några hundra MHz, kan filtreringen vara mycket svår med en högfrekvent första IF, vilket kräver stora anpassade filter. Detta kan ofta vara det svåraste filtret i systemet att designa, på grund av den höga frekvensen och typiskt snäva avvisningskraven. Förutom bildavvisning måste LO-effektnivåerna som kommer tillbaka från mixern till mottagaringången filtreras aggressivt. Detta säkerställer att användaren inte kan upptäckas på grund av utstrålad effekt. För att åstadkomma detta bör LO placeras långt utanför RF-passbandet för att säkerställa att tillräcklig filtrering kan realiseras. Introduktion av High IF-arkitekturen Det senaste utbudet av integrerade transceivrar inkluderar AD9371, en 300 MHz till 6 GHz direktkonverteringstransceiver med två mottagnings- och två sändningskanaler. Mottagnings- och sändningsbandbredden är justerbar från 8 MHz upp till 100 MHz och kan konfigureras för frekvensdelningsduplex (FDD) eller tidsdelningsduplex (TDD). Delen är inrymd i ett 12 mm2-paket och förbrukar ~3 W ström i TDD-läge, eller ~5 W i FDD-läge. Med utvecklingen av kvadraturfelskorrigering (QEC) kalibreringar uppnås en bildförkastning på 75 dB till 80 dB.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Figur 5'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figur 5. AD9371 direktkonvertering transceiver blockschema. Utvecklingen av prestanda för de integrerade transceiver-IC har öppnat upp en ny möjlighet. AD9371 innehåller den andra mixern, andra IF-filtrering och förstärkning, och variabel dämpning ADC, såväl som digital filtrering och decimering av signalkedjan. I den här arkitekturen kan AD9371, som har ett inställningsområde på 300 MHz till 6 GHz, ställas in på en frekvens mellan 3 GHz och 6 GHz och ta emot den första IF direkt (se figur 6). Med en förstärkning på 16 dB, NF på 19 dB och OIP3 på 40 dBm vid 5.5 GHz är AD9371 idealiskt specificerad som en IF-mottagare.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435 ' alt='Figur 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 6. X- eller Ku-bandstransceiver med AD9371 som IF-mottagare. Med användningen av den integrerade transceivern som IF-mottagare finns det inte längre någon oro för bilden genom den andra mixern, som är fallet med superheterodyne-mottagaren. Detta kan avsevärt minska den filtrering som krävs i den första IF-remsan. Det måste dock fortfarande finnas viss filtrering för att ta hänsyn till andra ordningens effekter i transceivern. Den första IF-remsan bör nu tillhandahålla filtrering vid två gånger den första IF-frekvensen för att eliminera dessa effekter – en mycket lättare uppgift än att filtrera bort den andra bilden och andra LO bort, som kan vara så nära som flera hundra MHz. Dessa filtreringskrav kan vanligtvis lösas med låg kostnad, små LTCC-filter. Denna design ger också en hög nivå av flexibilitet i systemet och kan enkelt återanvändas för olika applikationer. Ett sätt att tillhandahålla flexibilitet är i IF-frekvensvalet. En allmän tumregel för IF-val är att placera det i ett intervall som är 1 GHz till 2 GHz högre än den önskade spektrumbandbredden genom front-end-filtreringen. Till exempel, om designern önskar 4 GHz spektrumbandbredd från 17 GHz till 21 GHz genom front-end-filtret, kan IF placeras vid en frekvens på 5 GHz (1 GHz över den önskade bandbredden på 4 GHz). Detta möjliggör realiserbar filtrering i frontend. Om endast 2 GHz bandbredd önskas kan en IF på 3 GHz användas. Dessutom, på grund av den mjukvarudefinierbara karaktären hos AD9371, är det lätt att ändra IF i farten för kognitiva radioapplikationer, där blockerande signaler kan undvikas när de upptäcks. Den lätt justerbara bandbredden på AD9371 från 8 MHz till 100 MHz gör det dessutom möjligt att undvika störningar nära den intressanta signalen. Med den höga integrationsnivån i den höga IF-arkitekturen får vi en mottagarsignalkedja som tar upp cirka 50 % av det utrymme som krävs för en likvärdig superheterodyn, samtidigt som vi minskar strömförbrukningen med 30 %. Dessutom är den höga IF-arkitekturen en mer flexibel mottagare än den superheterodyna arkitekturen. Denna arkitektur är en möjliggörare för marknader med låg SWaP där liten storlek önskas utan prestandaförlust. Mottagarfrekvensplanering med hög IF-arkitektur En av fördelarna med hög IF-arkitektur är möjligheten att ställa in IF. Detta kan vara särskilt fördelaktigt när man försöker skapa en frekvensplan som undviker störande sporrar. En störande sporre kan uppstå när den mottagna signalen blandas med LO i mixern och genererar en m × n sporre som inte är den önskade tonen inom IF-bandet. Mixern genererar utsignaler och sporrar enligt ekvationen m × RF ± n × LO, där m och n är heltal. Den mottagna signalen skapar en m × n sporre som kan falla i IF-bandet och i vissa fall kan den önskade tonen orsaka en övergångssignal vid en viss frekvens. Om vi ​​till exempel observerar ett system utformat för att ta emot 12 GHz till 16 GHz med en IF vid 5.1 GHz, som i figur 7, kan de m × n bildfrekvenserna som gör att en sporre dyker upp i bandet hittas med följande ekvation : &amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Figur 7'&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; Bild 7. 12 GHz till 16 GHz mottagare och sändare med hög IF-arkitektur. I denna ekvation är RF RF-frekvenserna på mixerns ingång, som gör att en ton faller i IF. Låt oss använda ett exempel för att illustrera. Om mottagaren är inställd på 13 GHz betyder det att LO-frekvensen är på 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Om du kopplar in dessa värden till föregående ekvation och låter m och n variera från 0 till 3, får vi följande ekvation för RF: Resultaten finns i följande tabell: Tabell 1. M * N Spurious Tabell för 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 I tabellen visar första raden/fjärde kolumnen den önskade 13 GHz-signalen, vilket är ett resultat av en 1 × 1 produkt i mixern. Den femte kolumnen/fjärde raden och den åttonde kolumnen/tredje raden visar potentiellt problematiska frekvenser inom bandet som kan dyka upp som sporrar i bandet. Till exempel är en 15.55 GHz-signal inom det önskade intervallet 12 GHz till 16 GHz. En ton vid 15.55 GHz på ingången blandas med LO för att generera en 5.1 GHz-ton (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). De andra raderna (2, 3, 4, 6, 7 och 9) kan också utgöra ett problem men på grund av att de är utanför bandet kan de filtreras av ingångsbandpassfiltret. Nivån på sporren beror på flera faktorer. Huvudfaktorn är blandarens prestanda. Eftersom en mixer i sig är en olinjär enhet, finns det många övertoner som genereras inom delen. Beroende på hur väl dioderna inuti mixern är matchade och hur väl mixern är optimerad för falsk prestanda, kommer nivåerna på utgången att bestämmas. En mixer spur diagram ingår vanligtvis i databladet och kan hjälpa till med att fastställa dessa nivåer. Ett exempel på ett diagram för mixerspor visas i Tabell 2, för HMC773ALC3B. Diagrammet anger dBc-nivån för sporrarna i förhållande till den önskade 1 × 1-tonen. Tabell 2. Bländare Spur tabell för HMC773ALC3B n x LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 -1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Med detta spårdiagram, tillsammans med en förlängning av analysen som gjordes i Tabell 1, kan vi generera en fullständig bild av vilka m × n bildtoner som kan störa vår mottagare och vid Vilken nivå. Ett kalkylblad kan genereras med en utdata som liknar den som visas i figur 8.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435 ' alt='Figur 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 8. m × n bilder för 12 GHz till 16 GHz-mottagare. I figur 8 visar den blå delen den önskade bandbredden. Linjerna visar olika m × n bilder och deras nivåer. Från det här diagrammet är det lätt att se vilka filtreringskrav som behövs före mixern för att uppfylla störningskraven. I det här fallet finns det flera bildsporer som faller i band och inte kan filtreras. Vi ska nu titta på hur flexibiliteten hos arkitekturen med hög IF gör att vi kan kringgå några av dessa sporrar, vilket är något som den superheterodyna arkitekturen inte har råd med. Undvika störningar i mottagarläge Diagrammet i figur 9 visar en liknande frekvensplan som sträcker sig från 8 GHz till 12 GHz, med en standard IF på 5.1 GHz. Det här diagrammet ger en annan bild av mixerns sporrar, och visar frekvensen för mitten av melodin vs. m × n bildfrekvens, i motsats till spurnivå som tidigare visat. Den fetstilta 1:1 diagonala linjen i detta diagram visar den önskade 1 × 1 utlöparen. De andra linjerna på grafen representerar m × n bilder. På den vänstra sidan av denna figur finns en representation utan flexibilitet i IF-inställningen. IF är fast på 5.1 GHz i det här fallet. Med en avstämningsfrekvens på 10.2 GHz, korsar en 2 × 1 bildspor den önskade signalen. Det betyder att om du är inställd på 10.2 GHz finns det en god chans att en närliggande signal kan blockera mottagningen av signalen av intresse. Den högra plotten visar en lösning på detta problem med flexibel IF-inställning. I det här fallet växlar IF från 5.1 GHz till 4.1 GHz nära 9.2 GHz. Detta förhindrar att crossover-sporren uppstår.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435 ' alt='Figur 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 9. m × n crossover-spor utan IF-flexibilitet (överst) och undvikande av crossover med IF-inställning (nederst). Detta är bara ett enkelt exempel på hur blockerande signaler kan undvikas med den höga IF-arkitekturen. När de kombineras med intelligenta algoritmer för att fastställa störningar och beräkna nya potentiella IF-frekvenser, finns det många möjliga sätt att göra en mottagare som kan anpassa sig till vilken spektral miljö som helst. Det är så enkelt som att bestämma en lämplig IF inom ett givet intervall (vanligtvis 3 GHz till 6 GHz), sedan räkna om och programmera LO baserat på den frekvensen. Sändarfrekvensplanering med hög IF-arkitektur Liksom med mottagningsfrekvensplanering är det möjligt att dra fördel av den flexibla naturen hos arkitekturen med hög IF för att förbättra sändarens falska prestanda. Medan på mottagarsidan är frekvensinnehållet något oförutsägbart. På sändarsidan är det lättare att förutsäga det falska på sändarens utgång. Detta RF-innehåll kan förutsägas med följande ekvation: När IF är fördefinierad och bestäms av avstämningsfrekvensen för AD9371, bestäms LO av den önskade utfrekvensen. Ett liknande mixerdiagram som gjordes för mottagarkanalen kan genereras på sändarsidan. Ett exempel visas i figur 10. I det här diagrammet är de största spåren bilden och LO-frekvenserna, som kan filtreras bort till önskade nivåer med ett bandpassfilter efter mixern. I FDD-system där falsk utsignal kan desensibilisera en närliggande mottagare, kan in-band sporrar vara problematiska och det är här flexibiliteten i IF-inställningen kan komma väl till pass. I exemplet från figur 10, om en statisk IF på 5.1 GHz används, kommer det att finnas en crossover-spor på sändarens utgång, som kommer att vara nära 15.2 GHz. Genom att justera IF till 4.3 GHz vid en avstämningsfrekvens på 14 GHz kan crossover-sporen undvikas. Detta visas i figur 11.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435 ' alt='Figur 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 10. Output falsk utan filtrering.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435 ' alt='Figur 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 11. Statisk IF orsakar crossover-sporre (överst), IF-inställning för att undvika crossover-sporre (nederst). Designexempel—Wideband FDD System För att visa den prestanda som kan uppnås med denna arkitektur byggdes en prototyp av mottagare och sändare FDD-system upp med analoga enheter från hyllan, och konfigurerades för 12 GHz till 16 GHz drift i mottagningsbandet, och 8 GHz till 12 GHz drift i sändningsbandet. En IF på 5.1 GHz användes för att samla in prestandadata. LO sattes till intervallet 17.1 GHz till 21.1 GHz för mottagningskanalen och 13.1 GHz till 17.1 GHz för sändningskanalen. Blockschemat för prototypen visas i figur 12. I detta diagram visas X- och Ku-omvandlarkortet till vänster och AD9371-utvärderingskortet till höger.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435 ' alt='Figur 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 12. Blockschema för X- och Ku-bands mottagare och sändare FDD prototypsystem. Förstärkning, brussiffra och IIP3-data samlades in på mottagarnedkonverteraren och visas i figur 13 (överst). Totalt var förstärkningen ~20 dB, NF var ~6 dB och IIP3 var ~–2 dBm. Viss ytterligare förstärkningsutjämning kan åstadkommas med användning av en utjämnare, eller så kan en förstärkningskalibrering utföras med hjälp av den variabla dämparen i AD9371.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435 ' alt='Figur 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Bild 13. Ku-bands mottagardata (överst), X-bands sändardata (nederst). Sändningsuppkonverteraren mättes också och registrerade dess förstärkning, 0 P1dB och OIP3. Dessa data plottas över frekvensen i figur 13 (nederst). Förstärkningen är ~27 dB, P1 dB ~22 dBm och OIP3 ~32 dBm. När detta kort är kopplat till den integrerade transceivern är de övergripande specifikationerna för mottagning och sändning som visas i Tabell 3. Tabell 3. Tabell över övergripande systemprestanda Rx, 12 GHz till 16 GHz Tx, 8 GHz till 12 GHz Gain 36 dB Uteffekt 23 dBm Brus Figur 6.8 dB Brusgolv –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, max (ingen AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Effekt 3.4 W Effekt 4.2 W Sammantaget är mottagarens prestanda i linje med en superheterodyn arkitektur, samtidigt som effekten är kraftigt reducerad . En likvärdig superheterodyndesign skulle förbruka mer än 5 W för mottagarkedjan. Dessutom tillverkades prototypkortet utan prioritet för att minska storleken. Med korrekta PCB-layouttekniker, samt att integrera AD9371 på samma PCB som nedkonverteraren, skulle den totala storleken på en lösning som använder denna arkitektur kunna kondenseras till bara 4 till 6 kvadrattum. Detta visar betydande storleksbesparingar jämfört med en likvärdig superheterodynlösning, som skulle vara närmare 8 till 10 kvadrattum.

Lämna ett meddelande 

meddelande~~POS=TRUNC